eng
Рассмотрен сверхширокополосный (СШП) канал связи с кодовой спектральной модуляцией непрерывных шумовых сигналов. Представлены результаты экспериментальных исследований по беспроводной передаче данных на основе шумовых сигналов с низкой спектральной плотностью мощности.
Широкополосные системы с беспроводным доступом предназначены для передачи разнообразной аудио-, видео- и цифровой информации в персональных локальных сетях с низкой стоимостью оборудования и малым энергопотреблением. Высокоскоростные системы телекоммуникации используют в основном ультракороткие импульсы с амплитудной модуляцией и псевдослучайные сигналы с прямым расширением спектра за счет модуляции фазы или скачков частоты.
Интерференция сигналов в условиях многолучевого распространения приводит к уменьшению скорости передачи данных до 1–2 Мбит/с для мобильных пользователей и до 20–30 Мбит/с для фиксированных систем связи даже при использовании СШП-сигналов с потенциально высокой информационной емкостью. Устранение вредного влияния интерференции и повышение скорости передачи данных до
1 Гбит/с и выше достигается за счет применения MIMO-технологии с пространственно временным кодированием ортогональных сигналов [1].
Широкополосные технологии беспроводного доступа на основе непрерывных шумовых сигналов предназначены, прежде всего, для повышения помехоустойчивости, скрытности и электромагнитной совместимости высокоскоростных телекоммуникационных систем [2, 3]. Интерес к шумовым технологиям обусловлен тем, что шумовые сигналы гауссова типа обладают наибольшей информационной емкостью по сравнению со всеми другими видами сигналов [4].
Кодовая спектральная модуляция широкополосных шумовых сигналов
Канал беспроводной связи использует шумовые СШП-сигналы в диапазоне частот 3,1–4,1 ГГц. Шумовой сигнал n(t) от шумового генератора разделяется на две части, одна из которых поступает на опорный вход линейного сумматора. Другая часть шумового сигнала n(t) поступает на вход электронного переключателя, управление которым производится бинарными сигналами в соответствии с потоком двоичной информации. При поступлении символа "1" электронный переключатель направляет шумовой сигнал в линию задержки на время Т1 = 33,7 нс. Задержанный сигнал поступает на вход сумматора. При поступлении бинарного символа "0" электронный переключатель направляет шумовой сигнал в линию с задержкой Т0 = 18 нс. Задержанный сигнал поступает на вход сумматора. Полагаем, что коэффициенты передачи H1,0 =
h1,0•exp(iθ1,0) и запаздывание T1,0 в линиях задержки не зависят от частоты f в полосе ∆f несущего сигнала.
В линейном сумматоре происходит сложение опорного сигнала n(t) с одним из сигналов, задержанных на время Т1, либо Т0 в зависимости от поступления бинарного символа "1", либо "0".
..............
Спектр мощности суммарного сигнала z1,0(t) вычисляется за время следования ta одного информационного символа в виде:
................
При интерференции полностью некогерентных шумовых сигналов [2, 3] спектральная плотность (2) модулируется гармонической функцией в зависимости от частоты f с масштабом периодичности, равным F1,0 = 1/T1,0.
На рис.1а,б представлены экспериментальные спектры мощности излучаемых шумовых сигналов при передаче двоичных символов. Полоса частот ∆f несущих шумовых сигналов составляет 1000 МГц и время когерентности порядка τc ≈ 1/∆f = 1 нс. При передаче символа "0" производится спектральная модуляция шумового сигнала с периодом F0,
а при передаче символа "1" – с периодом F1.
Передатчик работает так, что с выхода сумматора поступает в линию передачи сверхширокополосный непрерывный шумовой сигнал с периодической кодовой модуляцией спектра в соответствии с потоком двоичных информационных символов (см. рис.1a,б).
В приемнике производят сжатие по частоте поступающих шумовых сигналов в результате двойного спектрального анализа [2, 3]. С помощью анализатора спектра измеряется оценка (2) для спектра мощности принятого сигнала в виде экспериментальных спектров, представленных на рис.1a и 1б.
Выделение информационной составляющей сообщения в приемнике производится в результате второго анализа спектра. При обратном преобразовании Фурье от спектра мощности (2) вычисляется оценка автокорреляционной функции принятого шумового сигнала согласно теореме Винера-Хинчина:
...................
десь k – коэффициент ослабления сигнала в линии передачи, Rn(τ) – функция автокорреляции исходного шумового сигнала n(t).
В процессе двойной спектральной обработки принятого сигнала определяется автокорреляционная функция, которая содержит информационный пик на времени задержки Т1 или Т0 в зависимости от текущего символа "1" или "0" для сообщения. Автокорреляционная функция принятого СШП-сигнала, представленная на рис.1в,г, вычисляется цифровым Фурье-процессором методом обратного быстрого преобразования Фурье от спектральной плотности мощности (2). Пороговое устройство на выходе Фурье-процессора выделяет наибольший пик для автокорреляционной функции (см. рис.1в,г) и принимает решение о наличии одного из двоичных символов. Таким образом, производится однозначное восстановление передаваемой информации. Коэффициент сжатия шумового сигнала в приемнике B = ∆f ta определяется произведением полосы спектра ∆f и времени усреднения ta, равным длительности информационного бита. Если передача сообщений производится со скоростью U = 1/ta = 2,048 Мбит/с на основе сигналов с полосой частот ∆f = 1000 МГц, то коэффициент сжатия равен величине B = ∆f ta = 488. Система связи с таким сжатием СШП-сигналов обладает высокой помехозащищенностью по отношению к помехам произвольного вида.
Проведенные эксперименты подтверждают возможность беспроводной передачи данных со скоростью 2 Мбит/с на основе сверхширокополосных шумовых сигналов с низкой спектральной плотностью мощности в диапазоне частот 3,1–4,1 ГГц.
В передатчике производится кодовая спектральная модуляция шумовых сигналов. Сжатие по частоте принятых СШП-сигналов осуществляется в результате двойной спектральной обработки. СШП-система связи с беспроводным доступом обладает высокой помехоустойчивостью, низкой вероятностью перехвата сообщений и электромагнитной совместимостью.
Работа выполнена при поддержке Российского фонда фундаментальных исследований, проекты № 07-02-00351 и № 07-07-00195.
Литература
1. Paulraj A.J, Gore D.A., Nabar R.U. and Bolcskei H. An overview of MIMO Communications-A key to gogabit wireless, Proc. IEEE, vol. 92, no. 2, Feb. 2004.
2. Калинин В.И. Спектральная модуляция широкополосных шумовых сигналов, – Радиотехника и электроника. 1996.
Т. 41. № 4.
3. Kalinin V.I., Panas A.I., Kolesov V.V., Lyubchenko V.Ev. Ultra Wideband Wireless Communication on the Base of Noise Technology, MIKON-2006, Poland, Krakow, May 22-24, 2006, Conf. Proc., Vol. 2.
4. Shannon C.E. A Mathematical Theory of Communication, Bell System, Techn. J., 1948, Vol. 27, N 3.
Интерференция сигналов в условиях многолучевого распространения приводит к уменьшению скорости передачи данных до 1–2 Мбит/с для мобильных пользователей и до 20–30 Мбит/с для фиксированных систем связи даже при использовании СШП-сигналов с потенциально высокой информационной емкостью. Устранение вредного влияния интерференции и повышение скорости передачи данных до
1 Гбит/с и выше достигается за счет применения MIMO-технологии с пространственно временным кодированием ортогональных сигналов [1].
Широкополосные технологии беспроводного доступа на основе непрерывных шумовых сигналов предназначены, прежде всего, для повышения помехоустойчивости, скрытности и электромагнитной совместимости высокоскоростных телекоммуникационных систем [2, 3]. Интерес к шумовым технологиям обусловлен тем, что шумовые сигналы гауссова типа обладают наибольшей информационной емкостью по сравнению со всеми другими видами сигналов [4].
Кодовая спектральная модуляция широкополосных шумовых сигналов
Канал беспроводной связи использует шумовые СШП-сигналы в диапазоне частот 3,1–4,1 ГГц. Шумовой сигнал n(t) от шумового генератора разделяется на две части, одна из которых поступает на опорный вход линейного сумматора. Другая часть шумового сигнала n(t) поступает на вход электронного переключателя, управление которым производится бинарными сигналами в соответствии с потоком двоичной информации. При поступлении символа "1" электронный переключатель направляет шумовой сигнал в линию задержки на время Т1 = 33,7 нс. Задержанный сигнал поступает на вход сумматора. При поступлении бинарного символа "0" электронный переключатель направляет шумовой сигнал в линию с задержкой Т0 = 18 нс. Задержанный сигнал поступает на вход сумматора. Полагаем, что коэффициенты передачи H1,0 =
h1,0•exp(iθ1,0) и запаздывание T1,0 в линиях задержки не зависят от частоты f в полосе ∆f несущего сигнала.
В линейном сумматоре происходит сложение опорного сигнала n(t) с одним из сигналов, задержанных на время Т1, либо Т0 в зависимости от поступления бинарного символа "1", либо "0".
..............
Спектр мощности суммарного сигнала z1,0(t) вычисляется за время следования ta одного информационного символа в виде:
................
При интерференции полностью некогерентных шумовых сигналов [2, 3] спектральная плотность (2) модулируется гармонической функцией в зависимости от частоты f с масштабом периодичности, равным F1,0 = 1/T1,0.
На рис.1а,б представлены экспериментальные спектры мощности излучаемых шумовых сигналов при передаче двоичных символов. Полоса частот ∆f несущих шумовых сигналов составляет 1000 МГц и время когерентности порядка τc ≈ 1/∆f = 1 нс. При передаче символа "0" производится спектральная модуляция шумового сигнала с периодом F0,
а при передаче символа "1" – с периодом F1.
Передатчик работает так, что с выхода сумматора поступает в линию передачи сверхширокополосный непрерывный шумовой сигнал с периодической кодовой модуляцией спектра в соответствии с потоком двоичных информационных символов (см. рис.1a,б).
В приемнике производят сжатие по частоте поступающих шумовых сигналов в результате двойного спектрального анализа [2, 3]. С помощью анализатора спектра измеряется оценка (2) для спектра мощности принятого сигнала в виде экспериментальных спектров, представленных на рис.1a и 1б.
Выделение информационной составляющей сообщения в приемнике производится в результате второго анализа спектра. При обратном преобразовании Фурье от спектра мощности (2) вычисляется оценка автокорреляционной функции принятого шумового сигнала согласно теореме Винера-Хинчина:
...................
десь k – коэффициент ослабления сигнала в линии передачи, Rn(τ) – функция автокорреляции исходного шумового сигнала n(t).
В процессе двойной спектральной обработки принятого сигнала определяется автокорреляционная функция, которая содержит информационный пик на времени задержки Т1 или Т0 в зависимости от текущего символа "1" или "0" для сообщения. Автокорреляционная функция принятого СШП-сигнала, представленная на рис.1в,г, вычисляется цифровым Фурье-процессором методом обратного быстрого преобразования Фурье от спектральной плотности мощности (2). Пороговое устройство на выходе Фурье-процессора выделяет наибольший пик для автокорреляционной функции (см. рис.1в,г) и принимает решение о наличии одного из двоичных символов. Таким образом, производится однозначное восстановление передаваемой информации. Коэффициент сжатия шумового сигнала в приемнике B = ∆f ta определяется произведением полосы спектра ∆f и времени усреднения ta, равным длительности информационного бита. Если передача сообщений производится со скоростью U = 1/ta = 2,048 Мбит/с на основе сигналов с полосой частот ∆f = 1000 МГц, то коэффициент сжатия равен величине B = ∆f ta = 488. Система связи с таким сжатием СШП-сигналов обладает высокой помехозащищенностью по отношению к помехам произвольного вида.
Проведенные эксперименты подтверждают возможность беспроводной передачи данных со скоростью 2 Мбит/с на основе сверхширокополосных шумовых сигналов с низкой спектральной плотностью мощности в диапазоне частот 3,1–4,1 ГГц.
В передатчике производится кодовая спектральная модуляция шумовых сигналов. Сжатие по частоте принятых СШП-сигналов осуществляется в результате двойной спектральной обработки. СШП-система связи с беспроводным доступом обладает высокой помехоустойчивостью, низкой вероятностью перехвата сообщений и электромагнитной совместимостью.
Работа выполнена при поддержке Российского фонда фундаментальных исследований, проекты № 07-02-00351 и № 07-07-00195.
Литература
1. Paulraj A.J, Gore D.A., Nabar R.U. and Bolcskei H. An overview of MIMO Communications-A key to gogabit wireless, Proc. IEEE, vol. 92, no. 2, Feb. 2004.
2. Калинин В.И. Спектральная модуляция широкополосных шумовых сигналов, – Радиотехника и электроника. 1996.
Т. 41. № 4.
3. Kalinin V.I., Panas A.I., Kolesov V.V., Lyubchenko V.Ev. Ultra Wideband Wireless Communication on the Base of Noise Technology, MIKON-2006, Poland, Krakow, May 22-24, 2006, Conf. Proc., Vol. 2.
4. Shannon C.E. A Mathematical Theory of Communication, Bell System, Techn. J., 1948, Vol. 27, N 3.
Отзывы читателей
