eng
Выпуск #7/2018
В.Горячев, А.Чуприн
Двухканальный ШИМ на минимально возможном числе электронных компонентов
Двухканальный ШИМ на минимально возможном числе электронных компонентов
Просмотры: 1483
Рассматривается двухканальный широтно-импульсный модулятор (ШИМ), работающий по принципу двойного регулирующего воздействия на наклон пилообразного напряжения ("пила") и выполненный по схеме, исключающей фиксацию и запоминание момента совпадения напряжения "пилы" с напряжением порога переключения логического элемента. Важная особенность рассматриваемого ШИМ – его реализация на минимально возможном числе электронных компонентов.
УДК 621.311.69, DOI: 10.22184/2070-8963.2018.76.7.50.54
УДК 621.311.69, DOI: 10.22184/2070-8963.2018.76.7.50.54
Теги: counting trigger of pulse distributor double regulating effect on ramp of sawtooth voltage pulse-width modulator switching threshold of logic element двойное регулирующее воздействие на наклон пилообразного напряже порог переключения логического элемента счетный триггер распределителя импульсов широтно-импульсный модулятор
Принцип работы такого ШИМ известен и описан в литературе. Однако в приведенной литературе рассмотрены схемы, в которых счетный триггер распределителя импульсов (РИ) на два канала работает от импульсов изменяемой длительности [1]. Но такие ШИМ, как показано в [3], наиболее эффективно применять совместно со схемами селекции импульсов по длительности. В тех же случаях, когда схема селекции не применяется, более целесообразны схемы ШИМ, в которых счетный триггер РИ управляется импульсами постоянной длительности, формируемой генератором импульсов, то есть импульсами tги. Пример реализации такой схемы ШИМ приведен на рис.1. Работа схемы наглядно иллюстрируется диаграммой сигналов, приведенной на рис.2. В отсутствии сигналов от генератора импульсов (tги = 0) происходит заряд конденсатора С1 от входного напряжения Uвх по цепи R1, C1. При этом напряжение на конденсаторе С1 возрастает по линейному закону при условии, что напряжение порога переключения ЛЭ (В1, В2) много меньше входного напряжения Uвх, то есть когда Uпор << Uвх.min ("много меньше" означает, как минимум, в пять раз). При бортовом напряжении, которое, как правило, изменяется в пределах 23–34 В, это условие выполняется с большим запасом, если Uпор = Евн.пит/2, где Евн.пит – внутреннее напряжение источника питания, равное 5 В. В этом случае схема ШИМ будет работать в соответствии с законом
Uвх Ч tи.ш. = сonst, (1)
где tи.ш. – длительность импульса на выходах элементов В1 или В2 (см. рис.1), и формировать импульсы с длительностью tи.ш., определяемой из уравнения
tи.ш. = R1 Ч C1(Uпор/Uвх). (2)
То есть при Uвх = Uвх.min длительность импульсов tи.ш. максимальна и определяется из выражения
Tи.ш. = Т – tги, (3)
где Т = t1 + t2 – период следования импульсов от генератора.
Из рис.1 видно, что при Uвх. = Uвх.min = 23 В на выходах вентилей В1, В2 формируются импульсы, не совпадающие по времени, длительностью tи.ш. = t2, то есть равной длительности паузы (tп) между импульсами (tп = t2). Когда напряжение на конденсаторе С1 достигнет величины UС1 = Uпор. ЛЭ, то на выходах вентилей В1, В2 сформируется логический ноль (лог.0), и формирование рабочих импульсов завершится. Причем рабочий импульс с уровнем лог.1 будет сформирован только на одном из двух вентилей В1 или В2, а именно на том, на входах которого одновременно присутствуют три сигнала с уровнем лог.0, то есть UС1 = 0, tп = 0 и Q (Q) = 0. Следовательно, реализуются функции:
а длительность импульса, согласно уравнению
tи.ш. = R1 Ч C1 (Uпор/2Uвх.min), (4)
уменьшится в два раза. При Uвх > 2Uвх.min напряжение на конденсаторе UС1 будет стремиться к величине UС1 = (Евн.пит + 0,7) В, где Евн.пит – напряжение внутреннего питания, а длительность импульса станет еще меньше. Именно этот случай показан на рис.2.
Из приведенных рассуждений следует, что в этой схеме ШИМ отсутствует момент фиксации равенства напряжений Uпор ЛЭ с напряжением пилы на конденсаторе С1, то есть момент UС1 = Uпор – не фиксируется и не запоминается, как это имело место в схемах ШИМ с фиксирующим R-S-триггером [2]. При поступлении импульса tги с уровнем лог.1 имеют место следующие процессы: во-первых, происходит разряд конденсатора С1 через открытый ключ Кл1; во-вторых, триггер Тr1 переходит в инверсное состояние по фронту 01 сигнала tги; в-третьих, осуществляется опережающий запрет на передачу информации с прямого и инверсного выходов триггера Тr1 на входы затворов силовых МОП-транзисторов. То есть, в момент действия импульса tги на выходах вентилей В1, В2 действуют уровни логических нулей (В1 = В2 = 0). Последние, поступая на затворы силовых транзисторов, будут удерживать их в закрытом состоянии. Теперь несколько слов о выборе длительности импульса tги.
Длительность импульсов tги выбирается исходя из требований к длительности просечки. Если, например, предположить, что длительность периода следования импульсов tги равна 2 мкс (Тги = 2 мкс, fги = 500 кГц), то длительность tги выбирают, как правило, равной 0,1 от Тги, то есть равной 200 нс. В этом случае коэффициент заполнения Кз составит 0,9 (Кз = Тги – tги/Тги = (2–0,2)/2 = 0,9). Такая величина коэффициента Кз будет иметь место при минимальном входном напряжении Uвх = Uвх.min. Надо отметить, что выбор длительности просечки связан с КПД всего ВИП (вторичный источник питания). Чем больше коэффициент Кз, тем выше КПД. Коэффициент (Кз = 0,9) достаточно высокий, и дальнейшее его увеличение связано с возможностью силовых ключей работать со сверхкороткими по длительности импульсами. Для справки, при выполнении силовых ключей на МДП-транзисторах величина длительности входного импульса по затвору может составлять наносекунды (20 нс и меньше).
Все рассуждения, приведенные выше, рассматривались без учета действия обратной связи (ОС), которая осуществляется за счет транзисторной оптопары, светодиод которой установлен на выходе ВИП. С учетом действия ОС длительность импульса tи.ш., формируемая ШИМ, определяется из уравнения [2]:
tи.ш. = R1 Ч С1 Ч [Uпор/(Uвх + IVD1.1 Ч Ki Ч R1)], (5)
где IVD1.1 – ток светодиода VD1.1, Ki – коэффициент передачи тока (примерно равный единице). Принимая во внимание, что IVD1.1 * Ki = IVT1.1, уравнение (5) запишется в виде
tи.ш. = R1 Ч С1 Ч [Uпор/(Uвх + IVt1.1 Ч R1)], (6)
из которого следует, что чем больше ток через транзистор VT1.1, тем быстрее напряжение на конденсаторе С1 достигнет напряжения, равного порогу переключения элемента и, следовательно, тем меньше длительность импульса tи.ш., формируемая схемой. Здесь следует добавить, что ОС в этой схеме ШИМ работает несколько иначе, чем в схемах ШИМ с запоминающим R-S-триггером [2]. До напряжения на UС1, равного Uпор.ЛЭ, транзистор VT1.1 работает в линейном режиме в качестве источника тока, как и в ранее рассмотренных схемах ШИМ [2, 3]. Но после того, как напряжение UС1 станет повышаться дальше, транзистор VT1.1 будет подзапираться, и при UС1 = Eвн.пит ток через него совсем прекратится. Поскольку формирование рабочего импульса завершится уже при UС1 = Uпор ЛЭ, то дальнейшее снижение тока через транзистор VT1.1 не скажется на работе схемы, а приведет только к снижению потерь мощности на транзисторе, что является неким положительным моментом. Но это в то же время ограничивает диапазон изменения входного напряжения до величины Uвх = 2Uвх.min. Для схемы, представленной на рис.1а, это напряжение составит 46 В, что более чем достаточно для конкретного применения Uвх = Uвхmax = 34 В. Можно ли работать при больших величинах Uвх? Наверное, можно. Но при этом напряжение UС1 будет продолжать расти и стремиться к величине напряжения, ограниченной за счет диода VD значением Евн.пит + 0,7. И, следовательно, транзистор VT1.1 станет работать в режиме, не оговоренном в ТУ. В схеме ШИМ с фиксирующим R-S-триггером транзистор VT1.1 всегда работает в линейном режиме (режим источника тока), и, следовательно, ограничений на диапазон изменение входного напряжения по причине, связанной с режимом работы транзистора, здесь нет. Обеспечить работу схемы ШИМ, приведенной на рис.1, в более широком диапазоне несложно. Для этого достаточно запитать транзистор VT1.1 от отдельного стабилитрона с напряжением стабилизации больше 5,7 В. Однако здесь необходимо помнить, что работа источника с большим диапазоном входного напряжения, т.е. при Uвх > 2Uвх min – это работа с большим диапазоном коэффициента заполнения (Кз). Высока вероятность создания нерегулярного характера перемагничивания сердечника трансформатора, что может привести к глубокому кратковременному одностороннему насыщению сердечника и отказу силовых транзисторов [4]. Двухканальный ШИМ, приведенный на рис.1, предназначен для двухтактных импульсных ВИП, работающих в пушпульном варианте его исполнения (вариант со средней точкой). Основные преимущества пушпульной схемы – это простота схемы управления силовыми ключами, поскольку оба транзистора управляются относительно одной общей точки ("земля"), а также малые размеры моточных элементов (трансформаторов и дросселей) и меньшая загрузка силовых элементов. Всё это дает возможность проектировать источники питания небольшой мощности с высокой степенью миниатюризации и малыми импульсными токами. Последнее исключительно важно, так как позволяет работать не только силовым элементам ВИП, но и другим компонентам в облегченном режиме (чем ниже пульсации тока, тем меньше загрузка силовых транзисторов и диодов, тем меньше нагреваются все компоненты схемы, включая токопроводящие проводники), что повышает срок их службы и, следовательно, надежность. Поскольку времязадающая RC-цепь и РИ, выполненный на основе счетного триггера и двух канальных вентилей В1, В2, являются неотъемлемой частью всех двухканальных ШИМ, то можно сказать, что данная схема ШИМ реализуется на минимально возможном числе электронных компонентов. И выполнить схему ШИМ, работающую по принципу двойного регулирующего воздействия на наклон пилообразного напряжения на меньшем числе компонентов, невозможно. Интересной особенностью схемы ШИМ, приведенной на рис.1, является то, что она имеет минимальное число последовательно включенных элементов в цепи ОС – а именно, всего один элемент. Это элемент В1 или В2. А в схеме ШИМ с запоминающим R-S-триггером их будет три (два элемента образуют R-S-триггер). Но сокращение числа последовательно включенных элементов в цепи ОС – это не просто снижение числа вентилей и, следовательно, сокращение затрат по мощности, но и снижение задержек в цепи ОС. Последнее равносильно увеличению запаса по фазе, так как между задержкой (td) и запасом по фазе существует соотношение
фm = (360° Ч td)/T, (7)
где фm – запас по фазе; fC0 – частота, на которой коэффициент усиления в системе с замкнутым контуром равен единице (ноль децибел). В частности, в работе [6] отмечается, что если, например, fC0 = 25 кГц (T = 40 мкс), что соответствует частоте переключения более 50 кГц, td = 1 мкс, то фm составит 9 градусов. Это дополнительное фазовое отставание снижает запас по фазе на частоте единичного усиления на эту же величину, что увеличивает нестабильность. При этом следует отметить, что частота fC0 в замкнутом контуре должна быть настолько высокой, насколько это практически возможно. Это уменьшает продолжительность переходных процессов в источнике питания [7]. Частота fC0 обычно выбирается в пределах fSW/5–6, где fSW – частота переключения. Для справки, увеличение частоты переключения является эффективным способом повышения устойчивости импульсных преобразователей с ШИМ, так как уменьшается инерционность реактивных элементов LC-фильтра [5]. Основной недостаток пушпульной схемы двухтактного преобразователя – достаточно жесткое требование к процессу симметрии (регулярности) намагничивания магнитопровода трансформатора. То есть для обоих периодов должно выполняться равенство величин вольтсекундных произведений:
Uвх1 Ч tи.ш.1 = Uвх2 Ч tи.ш.2, (8)
где tи.ш.1, tи.ш.2 – длительности импульсов, формируемых на вентилях В1 и В2 соответственно. Причем эти длительности импульсов должны быть непрерывны во времени, то есть за один полупериод силовой транзистор не должен включаться дважды. Однако теоретически последний вариант возможен при условии ошибочного переключения одного из вентилей В1 или В2. Логические элементы при воздействии помех могут совершать ошибочные переключения. При этом применительно к ЛЭ возможны два вида помех [8]: ложное срабатывание, когда помеха может привести к переключению элемента; сбой сигнала, когда помеха накладывается на сигнал и препятствует переключению вентиля. Поскольку во время паузы между импульсами tги сигнал на входах вентилей В1 и В2 нарастает по линейному закону, то помехозащищенность этих элементов будет снижаться. В частности, будет снижаться помехозащищенность вентиля к помехе на отпирание (ложное срабатывание). Величина такой помехозащищенности определится из выражения:
Uпом.отп = Uпор – Uоmax, (9)
где Uоmax – уровень максимального логического нуля. Роль Uоmax здесь играет пилообразное напряжение, формируемое на конденсаторе С1. Поскольку это напряжение возрастает, то помехозащищенность на отпирание будет снижаться. И, следовательно, минимальная помехозащищенность элемента будет иметь место при подходе напряжения пилы к напряжению Uпор ЛЭ. После переключения элемента В1 (В2) в состояние лог.0 напряжение на конденсаторе будет продолжать возрастать, увеличивая помехозащищенность элемента, но теперь уже на запирание, т.е. на его переход из состояния лог.0 в состояние лог.1. И с этого момента начинает действовать второй вид помехи типа "сбой", то есть сигнал помехи должен наложиться на сигнал лог.1, сделав его логическим нулем. И тем самым вновь установить на выходе элемента В1 (В2) уровень лог.1. Но это будет выполнить труднее, так как необходимо разрядить конденсатор, который обладает энергией Е = СU2/2. И чем больше эта энергия, тем труднее осуществить это переключение. Другими словами, когда напряжение UС1 приближается к величине напряжения, равной напряжению Uпор ЛЭ на выходе элемента В1 (В2), теоретически возможно формирование двух импульсов с уровнем лог.1 – один импульс длительностью
tи.ш. = R1 * C1 (Uпор/Uвх)
и другой импульс весьма короткой длительности, именуемый "иголка" (пичок). Однако последний, в случае его возникновения, поступая на затвор силового МОП-транзистора, практически не сможет его повторно включить из-за большой емкости затвора (тысячи пикофарад). Но сбой информации на ЛЭ не запоминается, как это имеет место с R-S-триггером, и это очень важно. И именно благодаря отсутствию запоминания вольтсекундные длительности на выходах элементов В1 и В2 будут одинаковы и, следовательно, будет обеспечена симметрия в процессе намагничивания сердечника. Важен и выбор индукции, которая должна быть умеренной и выбираться с учетом таких параметров, как мощность, температура и частота (уменьшаться с их увеличением). Обеспечению симметрии процесса намагничивания будет способствовать и выбор МОП-транзисторов в качестве силовых ключей, поскольку у них длительность импульса на затворе и стоке совпадают (отсутствует эффект насыщения, характерный для биполярных транзисторов). А при нагреве МОП-транзистора у него уменьшается ток стока из-за роста сопротивления канала исток-сток (самозащита от перегрева вследствие положительно температурного коэффициента канала). Последнее практически приводит к выравниванию токов через транзисторы. Напомним: сопротивление канала исток-сток возрастает примерно на 1% при нагреве на один градус, то есть при нагреве на 100 градусов сопротивление канала удваивается. Таким образом, наличие в схеме ШИМ одного коммутационного элемента В1 (или В2), на выходе которого формируется импульс tи.ш., непосредственно подключенного к затвору силового МОП-транзистора и не запоминающего сбойную ситуацию, позволяет более беспроблемно выполнять условие постоянства вольтсекундных произведений для обоих полупериодов, чем в случае с запоминанием ошибочного переключения.
Заключение
Приведенная схема ШИМ выполнена на самом малом числе электронных элементов в сравнении со всеми схемами ШИМ, работающими по принципу двойного регулирующего воздействия на наклон пилообразного напряжения. Она содержит всего лишь один последовательно включенный элемент в цепи ОС, что снижает задержку распространения сигнала рассогласования в цепи ОС и повышает запас по фазе. Наличие в схеме ШИМ одного коммутационного элемента (В1 или В2), на выходе которого формируется импульс tи.ш., непосредственно подключенного к затвору силового МОП-транзистора и не запоминающего сбойную ситуацию, позволяет более беспроблемно выполнять условие постоянства вольтсекундных произведений для обоих полупериодов, чем в случае с запоминанием ошибочного переключения.
ЛИТЕРАТУРА
1. Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М. Микроэлектронные схемы цифровых устройств – М.: Техносфера, 2009.
2. Горячев В.И., Чуприн А.В. Двухканальный ШИМ в базисе элементов ИЛИ-НЕ // ПЕРВАЯ МИЛЯ. 2017. № 5. С. 64–71.
3. Горячев В.И., Чуприн А.В. Двухканальный ШИМ с селекцией импульсов по длительности // ПЕРВАЯ МИЛЯ. 2018. № 3. С. 68–72.
4. Источники вторичного электропитания / Под ред. Ю.И.Конева – М.: Радио и связь, 1983.
5. Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного электропитания. – М.: Радио и связь, 1992.
6. Lloyd H.Dixon, Jr. Closing the Feedback Loop. Texas Instruments. Post Office Box 655303. Dallas, Texas 75265.
7. Браун М. Источники питания. – Киев: "МК-Пресс", 2005.
8. Проектирование микроэлектронных цифровых устройств / Под ред. д.т.н., проф. Майорова С.А. – М.: Советское радио, 1997.
Uвх Ч tи.ш. = сonst, (1)
где tи.ш. – длительность импульса на выходах элементов В1 или В2 (см. рис.1), и формировать импульсы с длительностью tи.ш., определяемой из уравнения
tи.ш. = R1 Ч C1(Uпор/Uвх). (2)
То есть при Uвх = Uвх.min длительность импульсов tи.ш. максимальна и определяется из выражения
Tи.ш. = Т – tги, (3)
где Т = t1 + t2 – период следования импульсов от генератора.
Из рис.1 видно, что при Uвх. = Uвх.min = 23 В на выходах вентилей В1, В2 формируются импульсы, не совпадающие по времени, длительностью tи.ш. = t2, то есть равной длительности паузы (tп) между импульсами (tп = t2). Когда напряжение на конденсаторе С1 достигнет величины UС1 = Uпор. ЛЭ, то на выходах вентилей В1, В2 сформируется логический ноль (лог.0), и формирование рабочих импульсов завершится. Причем рабочий импульс с уровнем лог.1 будет сформирован только на одном из двух вентилей В1 или В2, а именно на том, на входах которого одновременно присутствуют три сигнала с уровнем лог.0, то есть UС1 = 0, tп = 0 и Q (Q) = 0. Следовательно, реализуются функции:
а длительность импульса, согласно уравнению
tи.ш. = R1 Ч C1 (Uпор/2Uвх.min), (4)
уменьшится в два раза. При Uвх > 2Uвх.min напряжение на конденсаторе UС1 будет стремиться к величине UС1 = (Евн.пит + 0,7) В, где Евн.пит – напряжение внутреннего питания, а длительность импульса станет еще меньше. Именно этот случай показан на рис.2.
Из приведенных рассуждений следует, что в этой схеме ШИМ отсутствует момент фиксации равенства напряжений Uпор ЛЭ с напряжением пилы на конденсаторе С1, то есть момент UС1 = Uпор – не фиксируется и не запоминается, как это имело место в схемах ШИМ с фиксирующим R-S-триггером [2]. При поступлении импульса tги с уровнем лог.1 имеют место следующие процессы: во-первых, происходит разряд конденсатора С1 через открытый ключ Кл1; во-вторых, триггер Тr1 переходит в инверсное состояние по фронту 01 сигнала tги; в-третьих, осуществляется опережающий запрет на передачу информации с прямого и инверсного выходов триггера Тr1 на входы затворов силовых МОП-транзисторов. То есть, в момент действия импульса tги на выходах вентилей В1, В2 действуют уровни логических нулей (В1 = В2 = 0). Последние, поступая на затворы силовых транзисторов, будут удерживать их в закрытом состоянии. Теперь несколько слов о выборе длительности импульса tги.
Длительность импульсов tги выбирается исходя из требований к длительности просечки. Если, например, предположить, что длительность периода следования импульсов tги равна 2 мкс (Тги = 2 мкс, fги = 500 кГц), то длительность tги выбирают, как правило, равной 0,1 от Тги, то есть равной 200 нс. В этом случае коэффициент заполнения Кз составит 0,9 (Кз = Тги – tги/Тги = (2–0,2)/2 = 0,9). Такая величина коэффициента Кз будет иметь место при минимальном входном напряжении Uвх = Uвх.min. Надо отметить, что выбор длительности просечки связан с КПД всего ВИП (вторичный источник питания). Чем больше коэффициент Кз, тем выше КПД. Коэффициент (Кз = 0,9) достаточно высокий, и дальнейшее его увеличение связано с возможностью силовых ключей работать со сверхкороткими по длительности импульсами. Для справки, при выполнении силовых ключей на МДП-транзисторах величина длительности входного импульса по затвору может составлять наносекунды (20 нс и меньше).
Все рассуждения, приведенные выше, рассматривались без учета действия обратной связи (ОС), которая осуществляется за счет транзисторной оптопары, светодиод которой установлен на выходе ВИП. С учетом действия ОС длительность импульса tи.ш., формируемая ШИМ, определяется из уравнения [2]:
tи.ш. = R1 Ч С1 Ч [Uпор/(Uвх + IVD1.1 Ч Ki Ч R1)], (5)
где IVD1.1 – ток светодиода VD1.1, Ki – коэффициент передачи тока (примерно равный единице). Принимая во внимание, что IVD1.1 * Ki = IVT1.1, уравнение (5) запишется в виде
tи.ш. = R1 Ч С1 Ч [Uпор/(Uвх + IVt1.1 Ч R1)], (6)
из которого следует, что чем больше ток через транзистор VT1.1, тем быстрее напряжение на конденсаторе С1 достигнет напряжения, равного порогу переключения элемента и, следовательно, тем меньше длительность импульса tи.ш., формируемая схемой. Здесь следует добавить, что ОС в этой схеме ШИМ работает несколько иначе, чем в схемах ШИМ с запоминающим R-S-триггером [2]. До напряжения на UС1, равного Uпор.ЛЭ, транзистор VT1.1 работает в линейном режиме в качестве источника тока, как и в ранее рассмотренных схемах ШИМ [2, 3]. Но после того, как напряжение UС1 станет повышаться дальше, транзистор VT1.1 будет подзапираться, и при UС1 = Eвн.пит ток через него совсем прекратится. Поскольку формирование рабочего импульса завершится уже при UС1 = Uпор ЛЭ, то дальнейшее снижение тока через транзистор VT1.1 не скажется на работе схемы, а приведет только к снижению потерь мощности на транзисторе, что является неким положительным моментом. Но это в то же время ограничивает диапазон изменения входного напряжения до величины Uвх = 2Uвх.min. Для схемы, представленной на рис.1а, это напряжение составит 46 В, что более чем достаточно для конкретного применения Uвх = Uвхmax = 34 В. Можно ли работать при больших величинах Uвх? Наверное, можно. Но при этом напряжение UС1 будет продолжать расти и стремиться к величине напряжения, ограниченной за счет диода VD значением Евн.пит + 0,7. И, следовательно, транзистор VT1.1 станет работать в режиме, не оговоренном в ТУ. В схеме ШИМ с фиксирующим R-S-триггером транзистор VT1.1 всегда работает в линейном режиме (режим источника тока), и, следовательно, ограничений на диапазон изменение входного напряжения по причине, связанной с режимом работы транзистора, здесь нет. Обеспечить работу схемы ШИМ, приведенной на рис.1, в более широком диапазоне несложно. Для этого достаточно запитать транзистор VT1.1 от отдельного стабилитрона с напряжением стабилизации больше 5,7 В. Однако здесь необходимо помнить, что работа источника с большим диапазоном входного напряжения, т.е. при Uвх > 2Uвх min – это работа с большим диапазоном коэффициента заполнения (Кз). Высока вероятность создания нерегулярного характера перемагничивания сердечника трансформатора, что может привести к глубокому кратковременному одностороннему насыщению сердечника и отказу силовых транзисторов [4]. Двухканальный ШИМ, приведенный на рис.1, предназначен для двухтактных импульсных ВИП, работающих в пушпульном варианте его исполнения (вариант со средней точкой). Основные преимущества пушпульной схемы – это простота схемы управления силовыми ключами, поскольку оба транзистора управляются относительно одной общей точки ("земля"), а также малые размеры моточных элементов (трансформаторов и дросселей) и меньшая загрузка силовых элементов. Всё это дает возможность проектировать источники питания небольшой мощности с высокой степенью миниатюризации и малыми импульсными токами. Последнее исключительно важно, так как позволяет работать не только силовым элементам ВИП, но и другим компонентам в облегченном режиме (чем ниже пульсации тока, тем меньше загрузка силовых транзисторов и диодов, тем меньше нагреваются все компоненты схемы, включая токопроводящие проводники), что повышает срок их службы и, следовательно, надежность. Поскольку времязадающая RC-цепь и РИ, выполненный на основе счетного триггера и двух канальных вентилей В1, В2, являются неотъемлемой частью всех двухканальных ШИМ, то можно сказать, что данная схема ШИМ реализуется на минимально возможном числе электронных компонентов. И выполнить схему ШИМ, работающую по принципу двойного регулирующего воздействия на наклон пилообразного напряжения на меньшем числе компонентов, невозможно. Интересной особенностью схемы ШИМ, приведенной на рис.1, является то, что она имеет минимальное число последовательно включенных элементов в цепи ОС – а именно, всего один элемент. Это элемент В1 или В2. А в схеме ШИМ с запоминающим R-S-триггером их будет три (два элемента образуют R-S-триггер). Но сокращение числа последовательно включенных элементов в цепи ОС – это не просто снижение числа вентилей и, следовательно, сокращение затрат по мощности, но и снижение задержек в цепи ОС. Последнее равносильно увеличению запаса по фазе, так как между задержкой (td) и запасом по фазе существует соотношение
фm = (360° Ч td)/T, (7)
где фm – запас по фазе; fC0 – частота, на которой коэффициент усиления в системе с замкнутым контуром равен единице (ноль децибел). В частности, в работе [6] отмечается, что если, например, fC0 = 25 кГц (T = 40 мкс), что соответствует частоте переключения более 50 кГц, td = 1 мкс, то фm составит 9 градусов. Это дополнительное фазовое отставание снижает запас по фазе на частоте единичного усиления на эту же величину, что увеличивает нестабильность. При этом следует отметить, что частота fC0 в замкнутом контуре должна быть настолько высокой, насколько это практически возможно. Это уменьшает продолжительность переходных процессов в источнике питания [7]. Частота fC0 обычно выбирается в пределах fSW/5–6, где fSW – частота переключения. Для справки, увеличение частоты переключения является эффективным способом повышения устойчивости импульсных преобразователей с ШИМ, так как уменьшается инерционность реактивных элементов LC-фильтра [5]. Основной недостаток пушпульной схемы двухтактного преобразователя – достаточно жесткое требование к процессу симметрии (регулярности) намагничивания магнитопровода трансформатора. То есть для обоих периодов должно выполняться равенство величин вольтсекундных произведений:
Uвх1 Ч tи.ш.1 = Uвх2 Ч tи.ш.2, (8)
где tи.ш.1, tи.ш.2 – длительности импульсов, формируемых на вентилях В1 и В2 соответственно. Причем эти длительности импульсов должны быть непрерывны во времени, то есть за один полупериод силовой транзистор не должен включаться дважды. Однако теоретически последний вариант возможен при условии ошибочного переключения одного из вентилей В1 или В2. Логические элементы при воздействии помех могут совершать ошибочные переключения. При этом применительно к ЛЭ возможны два вида помех [8]: ложное срабатывание, когда помеха может привести к переключению элемента; сбой сигнала, когда помеха накладывается на сигнал и препятствует переключению вентиля. Поскольку во время паузы между импульсами tги сигнал на входах вентилей В1 и В2 нарастает по линейному закону, то помехозащищенность этих элементов будет снижаться. В частности, будет снижаться помехозащищенность вентиля к помехе на отпирание (ложное срабатывание). Величина такой помехозащищенности определится из выражения:
Uпом.отп = Uпор – Uоmax, (9)
где Uоmax – уровень максимального логического нуля. Роль Uоmax здесь играет пилообразное напряжение, формируемое на конденсаторе С1. Поскольку это напряжение возрастает, то помехозащищенность на отпирание будет снижаться. И, следовательно, минимальная помехозащищенность элемента будет иметь место при подходе напряжения пилы к напряжению Uпор ЛЭ. После переключения элемента В1 (В2) в состояние лог.0 напряжение на конденсаторе будет продолжать возрастать, увеличивая помехозащищенность элемента, но теперь уже на запирание, т.е. на его переход из состояния лог.0 в состояние лог.1. И с этого момента начинает действовать второй вид помехи типа "сбой", то есть сигнал помехи должен наложиться на сигнал лог.1, сделав его логическим нулем. И тем самым вновь установить на выходе элемента В1 (В2) уровень лог.1. Но это будет выполнить труднее, так как необходимо разрядить конденсатор, который обладает энергией Е = СU2/2. И чем больше эта энергия, тем труднее осуществить это переключение. Другими словами, когда напряжение UС1 приближается к величине напряжения, равной напряжению Uпор ЛЭ на выходе элемента В1 (В2), теоретически возможно формирование двух импульсов с уровнем лог.1 – один импульс длительностью
tи.ш. = R1 * C1 (Uпор/Uвх)
и другой импульс весьма короткой длительности, именуемый "иголка" (пичок). Однако последний, в случае его возникновения, поступая на затвор силового МОП-транзистора, практически не сможет его повторно включить из-за большой емкости затвора (тысячи пикофарад). Но сбой информации на ЛЭ не запоминается, как это имеет место с R-S-триггером, и это очень важно. И именно благодаря отсутствию запоминания вольтсекундные длительности на выходах элементов В1 и В2 будут одинаковы и, следовательно, будет обеспечена симметрия в процессе намагничивания сердечника. Важен и выбор индукции, которая должна быть умеренной и выбираться с учетом таких параметров, как мощность, температура и частота (уменьшаться с их увеличением). Обеспечению симметрии процесса намагничивания будет способствовать и выбор МОП-транзисторов в качестве силовых ключей, поскольку у них длительность импульса на затворе и стоке совпадают (отсутствует эффект насыщения, характерный для биполярных транзисторов). А при нагреве МОП-транзистора у него уменьшается ток стока из-за роста сопротивления канала исток-сток (самозащита от перегрева вследствие положительно температурного коэффициента канала). Последнее практически приводит к выравниванию токов через транзисторы. Напомним: сопротивление канала исток-сток возрастает примерно на 1% при нагреве на один градус, то есть при нагреве на 100 градусов сопротивление канала удваивается. Таким образом, наличие в схеме ШИМ одного коммутационного элемента В1 (или В2), на выходе которого формируется импульс tи.ш., непосредственно подключенного к затвору силового МОП-транзистора и не запоминающего сбойную ситуацию, позволяет более беспроблемно выполнять условие постоянства вольтсекундных произведений для обоих полупериодов, чем в случае с запоминанием ошибочного переключения.
Заключение
Приведенная схема ШИМ выполнена на самом малом числе электронных элементов в сравнении со всеми схемами ШИМ, работающими по принципу двойного регулирующего воздействия на наклон пилообразного напряжения. Она содержит всего лишь один последовательно включенный элемент в цепи ОС, что снижает задержку распространения сигнала рассогласования в цепи ОС и повышает запас по фазе. Наличие в схеме ШИМ одного коммутационного элемента (В1 или В2), на выходе которого формируется импульс tи.ш., непосредственно подключенного к затвору силового МОП-транзистора и не запоминающего сбойную ситуацию, позволяет более беспроблемно выполнять условие постоянства вольтсекундных произведений для обоих полупериодов, чем в случае с запоминанием ошибочного переключения.
ЛИТЕРАТУРА
1. Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М. Микроэлектронные схемы цифровых устройств – М.: Техносфера, 2009.
2. Горячев В.И., Чуприн А.В. Двухканальный ШИМ в базисе элементов ИЛИ-НЕ // ПЕРВАЯ МИЛЯ. 2017. № 5. С. 64–71.
3. Горячев В.И., Чуприн А.В. Двухканальный ШИМ с селекцией импульсов по длительности // ПЕРВАЯ МИЛЯ. 2018. № 3. С. 68–72.
4. Источники вторичного электропитания / Под ред. Ю.И.Конева – М.: Радио и связь, 1983.
5. Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного электропитания. – М.: Радио и связь, 1992.
6. Lloyd H.Dixon, Jr. Closing the Feedback Loop. Texas Instruments. Post Office Box 655303. Dallas, Texas 75265.
7. Браун М. Источники питания. – Киев: "МК-Пресс", 2005.
8. Проектирование микроэлектронных цифровых устройств / Под ред. д.т.н., проф. Майорова С.А. – М.: Советское радио, 1997.
Отзывы читателей
