eng
Выпуск #4/2016
В.Горячев, А.Чуприн
Узел внутреннего напряжения питания в бортовых ВИП
Узел внутреннего напряжения питания в бортовых ВИП
Просмотры: 2893
В составе любого вторичного источника питания важную роль играет узел внутреннего напряжения питания (УВНП). Рассматриваются наиболее распространенные схемные реализации, приведена наиболее эффективная схема УВНП.
Теги: onboard power supplies secondary power supply бортовые источники питания вторичные источники питания
Задача УВНП состоит в том, чтобы из входного (первичного) напряжения получить напряжение, требуемое для питания элементов схемы управления (СУ). Полученное таким образом напряжение питания (назовем его внутренним напряжением питания) гальванически связано с первичным и имеет, как правило, существенно меньший номинал по сравнению с первичным напряжением.
Основные требования, предъявляемые к такому узлу, – достаточно высокий уровень стабильности формируемого напряжения, возможность его регулировки, приемлемый уровень КПД (порядка 70%) и, что особенно важно, – практическое отсутствие задержки в формировании внутреннего напряжения питания, что напрямую влияет на скорость выхода на режим ВИП и, следовательно, самого изделия. Для аппаратуры космического назначения крайне важны все перечисленные требования (а иногда особенно – последнее).
Выбор номинала внутреннего напряжения питания Uвн.пит в самой схеме ВИП в основном определяется типом используемого транзистора в силовом каскаде преобразователя. Это либо биполярный транзистор – и в этом случае Uвн.пит ≤ 5 В, либо МОП-транзистор – и тогда 5,5 В ≤ Uвн.пит ≤ 15 В.
Хорошо спроектированная схема УВНП должна: быстро формировать внутреннее напряжение питания – при прочих равных условиях это определяет время запуска ВИП в целом; иметь возможность простой подстройки выходного напряжения; обеспечивать качественное напряжение, то есть напряжение с высоким уровнем стабильности, низким уровнем пульсаций и не создавать ВЧ-помех; обладать приемлемым КПД, желательно не менее 70%.
Некоторые из этих требований противоречивы, например требование высокого КПД и качественного напряжения питания, поскольку наиболее качественное напряжение позволяют получать только компенсационные источники с непрерывным регулированием, то есть линейные стабилизаторы напряжения (ЛС). Но они обладают невысоким КПД по сравнению с импульсными источниками компенсационного типа (более 85%). КПД линейного стабилизатора не зависит от тока нагрузки и определяется отношением выходного и входного напряжений: КПД ≈ Uвых / Uвх. В работе [7] отмечается, что КПД таких стабилизаторов может составлять 75%.
Если к ВИП не предъявляют жестких требований по КПД, и максимальное входное напряжение не превышает 30 В при минимальном входном 26 В (такие применения имеют место), то в качестве УВНП можно использовать готовую микросхему ЛС, например 142ЕН8 (А,Б,В) или регулируемую 142ЕН12. Как уже отмечалось, ЛС выдают самое качественное напряжение питания – и в этом их главное преимущество с учетом простой схемной реализации и малого числа электронных элементов. Даже при минимальном входном напряжении 26 В и выходном напряжении, например, 5 В, которое наиболее часто используется в качестве внутреннего напряжения, КПД будет много меньше 50%. КПД такого УВНП приблизится к 50%, если напряжение внутреннего питания составит, например, 10–13 В.
Но чаще всего входное напряжение меняется в пределах 23–34 В. И, следовательно, такое простое схемное решение узла УВНП может оказаться не всегда эффективным с точки зрения КПД, особенно когда внутреннее напряжение питания СУ составляет 5 В.
Однако требование по КПД является, как правило, определяющим для ВИП – и поэтому требование по КПД для УВНП, хотя в них рассеивается небольшая мощность, также можно отнести к разряду достаточно важных. Последнее особенно характерно для ВИП, обладающих большой удельной мощностью (мощностью в единице объема).
Необходимость разработки ВИП с большой удельной мощностью остро возникла в последнее время в связи с задачей по замещению импортной продукции. В качестве примера можно сослаться на импортные источники с удельной мощностью порядка 840 Вт/Дм3 (габаритные размеры блока 40 × 30 × 10 мм3, выходная мощность 10 Вт, ток 2 А). Такие источники, если они работают на полную мощность, могут работать только в условиях хорошего охлаждения, поскольку собственная поверхность охлаждения (3 800 мм2) явно недостаточна для работы в условиях конвекционного обмена. В этом случае они должны устанавливаться (через малое тепловое сопротивление) на посадочное место с заранее оговоренной температурой или иметь принудительное охлаждение, например с помощью вентилятора. Поэтому выделяемую (рассеиваемую) внутри блока мощность приходится сокращать во всех узлах, включая УВНП, то есть надо повышать КПД.
Повышая КПД, мы снижаем тепловые потери в источнике питания и увеличиваем надежность работы элементов, так как они в этом случае работают в облегченном режиме. Но если элемент работает в облегченном режиме, то резко возрастает его время безотказной работы.
В работе [1] отмечается, что долговечность компонента сокращается вдвое с повышением температуры на каждые 10°С выше комнатной. И в большинстве приложений проектировщик должен быть обеспокоен, если температура корпуса или какого-либо компонента превышает +60°С, что для многих компонентов гарантирует наработку на отказ не менее 100 тыс. ч. В общем случае можно сказать так: чем выше температура, тем сильнее ухудшаются условия работы элемента, а вместе с этим ухудшаются его параметры и уменьшается долговечность работы. Причина в том, что с повышением температуры увеличивается скорость протекания химических реакций в любом компоненте, что и приводит в конечном итоге к сокращению его срока службы.
Связь между сроком службы Lt(ч) и температурой Тj (Кельвин ) аппроксимируется соотношением:
lgLt = А + В/Тj ,
где Тj – температура перехода;
А, В – константы, зависящие от прибора [2].
Таким образом, для надежной работы схемы ВИП необходимо стремиться к тому, чтобы элементы работали в облегченном режиме, указанном в ТУ на эти элементы. И в этом случае их срок службы резко возрастает. Но при одинаковых габаритах это можно реализовать только за счет более высокого КПД.
Как известно, основными потребителями мощности в ВИП являются всего два компонента: ключевые транзисторы преобразователя и выпрямительные диоды. На их долю выпадает примерно 90% всей рассеиваемой мощности. И только 10% приходится на все остальные элементы. Выделяющаяся в элементе электрическая мощность преобразуется в тепло. В связи с этим возникает вопрос: на сколько процентов уменьшатся тепловые потери в ВИП при повышении его КПД на 1%?
Например, ВИП имеет КПД 80%, а его выходная мощность (Рвых) составляет 10 Вт. Тогда потребляемая мощность по входу (Рвх) определится из выражения: Рвх = Рвых / 0,8 = 12,5 Вт. Таким образом, мощность равная 2,5 Вт (12,5 – 10 = 2,5) будет в составе ВИП преобразована в тепло.
Пусть теперь при тех же данных КПД составил 81%. Мощность по входу в этом случае составит: Рвх = 10 / 0,81 = 12,35 Вт. Рассеиваемая в тепло мощность сократилась с 2,5 до 2,35 Вт, то есть уменьшилась на 0,15 Вт. Но это для рассматриваемого случая составляет 6,4% от мощности 2,5 Вт. Таким образом, повышение КПД всего на 1% снизило тепловые потери в ВИП на 6,4%. Но если это будет, например, 3%, то экономия в тепловых потерях станет существенной. Учитывая сказанное, важно спроектировать схему УВНП с минимальными потерями мощности.
Наиболее часто схема УВНП строится по следующему принципу: сначала УВНП работает от повышенного входного напряжения, а затем включается схема подхвата напряжения, которая уже работает от пониженного напряжения. Начиная с этого момента, вся схема УВНП работает от более низкого напряжения по сравнению с входным, за счет чего и достигается повышение КПД источника. На рис.1 [5] приведен один из вариантов схемы УВНП, построенной по такому способу. Основные элементы схемы: линейный стабилизатор (ЛС); схема подхвата напряжения, состоящая из дополнительной обмотки силового трансформатора W1–2, выпрямителя на диодах VD1, VD2 и сглаживающего LC-фильтра.
Схема работает следующим образом. При включении ВИП напряжение питания для элементов СУ берется с выхода ЛС. После включения схемы подхвата на ее выходе создается напряжение, которое примерно на 15% выше напряжения, получаемого с выхода ЛС. Линейный стабилизатор закрывается, то есть переходит в режим холостого хода, ввиду отсутствия нагрузки по току – и теперь схема управления ВИП запитывается с выхода сглаживающего фильтра. При достаточно высокой частоте преобразования (порядка 200 кГц) емкость конденсатора фильтра сравнительно небольшая, и напряжение на выходе УВНП нарастает достаточно быстро. Стабильность такой схемы УВНП невысокая, поскольку Uвн.пит. снимается с выхода конденсатора фильтра. Запитывание схемы от повышенного напряжения приводит к дополнительному расходу мощности в схеме управления, поскольку последняя пропорциональна квадрату напряжения. Более широкое распространение получила схема УВНП, приведенная на рис.2.
УВНП содержит схему подхвата, выполненную по упрощенной схеме, и схему блокировки включения СУ, стабилитрон, зашунтированный электролитическим конденсатором большой емкости. Данный вариант УВНП, хотя и содержит схему подхвата, но напряжение Uвн.пит. остается практически постоянным как в момент пуска, так и после включения схемы подхвата. Последнее можно считать важным свойством этой схемы. Энергия для запуска СУ для этой схемы УВНП берется от накопительного конденсатора С1, который, прежде чем запустить в работу СУ, должен накопить ее в достаточном количестве. До того момента, пока в конденсаторе С1 не накопится необходимое количество энергии, СУ не работает. Она блокируется специальной пороговой схемой, обладающей гистерезисом. При достижении заданной величины напряжения порога блокировка снимается – начинается работа СУ и, следовательно, преобразователя ВИП. По мере работы СУ энергия в конденсаторе С1 убывает, и напряжение на нем также станет снижаться. Обозначим эту часть накопленной энергии и затраченной в виде убыли как Епр – энергия переходного режима (в отличие от постоянного режима, когда основное питание на коллектор транзистора поступает от схемы подхвата напряжения, то есть от конденсатора С2). Фактически, это та энергия, которая требуется для работы СУ, если ее запитывать от источника с постоянным напряжением, а не от конденсатора. Тогда можно записать:
Епр = Р · t, (1)
где Р – мощность, потребляемая СУ; t – время, в течение которого энергия потребляется от источника постоянного напряжения.
Но мы запитываемся от накопительного конденсатора С1, напряжение на котором снижается в процессе работы. Поэтому, если накопительный конденсатор С1, от которого берется энергия, к моменту запуска СУ будет обладать энергией равной Епр, то есть энергия накопительного конденсатора Енк = Епр, то конденсатор С1 практически полностью разрядится – и напряжение на нем станет равным нулю. Следовательно, схема управления ВИП не сможет работать. Другими словами, к моменту запуска СУ величина энергии на накопительном конденсаторе С1 должна быть такой, чтобы напряжение на нем за время t (время выхода на режим схемы подхвата) не успело снизиться до величины, при которой нарушается работа элементов СУ.
Если, например, элементы СУ работают от напряжения 5 В, то это снижение, как правило, не должно быть меньше 4,75 В (имеется в виду, что согласно ТУ элементы работают в диапазоне 4,75–5,25 В). Следовательно, энергия накопительного конденсатора Енк должна быть много больше энергии переходного режима Епр. Насколько больше? Пусть, например,
Енк = 10 Епр, то есть СU2/2 = 10 Р · t. (2)
Это выражение можно переписать в виде:
Р · t = CU2/2 · 10 = 0,1 · CU2/2.
Если коэффициент 1 / 10 обозначить индексом К, то получим, что Епр составляет К-тую часть от энергии накопительного конденсатора, в данном случае десятую. И уравнение (2) можно записать в виде:
Р · t = К(С · U2/2), (3)
где К < 1.
Из выражения (3) можно определить величину емкости накопительного конденсатора:
С = (2Р · t)/(К · U2 ). (4)
Формула (4) позволяет сделать следующий вывод: чем меньше коэффициент К, при Р · t = const, тем большей емкостью и, следовательно, энергией должен обладать накопительный конденсатор.
Пусть К = 0,1. Тогда находим:
С = (2 · Р · t · 10)/U2. (5)
Откуда (СU2)/2 = 10 Рt, то есть получили исходное выражение (2).
Если, например, К = 0,01, то (СU2)/2 = 100 Рt. Но если энергия на конденсаторе убывает, то согласно формуле Е = СU2/2 убывает и напряжение на конденсаторе.
Определим связь между отданной энергией накопительным конденсатором и оставшимся напряжением на нем. Обозначим напряжение на конденсаторе до начала момента отдачи энергии как начальное (Uнач), напряжение после отдачи энергии – как конечное (Uкон). Тогда можно записать:
СU2нач/2 – КСU2нач/2 = СU2кон/2, (6)
где СU2нач/2 – энергия на конденсаторе до начала отдачи энергии; КСU2нач/2 – часть отданной энергии; СU2кон/2 – оставшаяся часть энергии.
После преобразований находим:
U2нач – К · U2нач = U2кон, (7)
U2нач(1 – К) = U2кон. (8)
Взяв корень квадратный от обеих частей уравнения (8), получим:
Uнач(1 – К)1/2 = Uкон. (9)
Итак, задавшись величиной Uкон, из формулы (8) можно вычислить коэффициент К. Затем, зная К, можно вычислить величину номинала требуемой емкости накопительного конденсатора. Пусть, например, Uкон = 9 В при Uнач = 10 В. По формуле (9) находим коэффициент К: 92/102 = 1 – К, откуда К = 0,19 (в дальнейшем будем считать, что К = 0,2). При выполнении СУ на элементах КМДП–ИС затрачиваемая в ней мощность в основном определяется мощностью в цепи затвора силового МОП-транзистора. Эта мощность (средняя) определяется по формуле:
Рср = QUf, (10)
где Q – полный заряд затвора транзистора, н.кул; U – напряжение драйвера (U = Евн.пит); f – частота поступления импульсов на вход затвора, кГц.
Пусть Q = 30 н.кул = 30 · 10–9 кул; f – 100 кГц;
U = Uвн.пит = 10 В. Находим среднюю мощность: Рср = 30 · 10–9 · 10 · 100 · 103 = 30 мвт.
Время выхода на режим схемы подхвата (после начала работы СУ) примем оценочно как 20 млс (это время зависит от многих факторов, в том числе и от структурной схемы построения ВИП). Но в течение этого времени СУ должна работать от энергии накопительного конденсатора С1, а не от источника постоянного напряжения. Следовательно, это – энергия переходного режима, но теперь уже взятая от конденсатора. По формуле (4) находим номинал накопительного конденсатора: С = 2 · 30 · 10–3 · 20 · 10–3/0,2 · 102 = 30 мкФ. Но конденсатор емкостью в 30 мкФ – это электролитический конденсатор. В качестве такового в бортовых ВИП применяют танталовые конденсаторы. Однако следует иметь в виду, что их применение снижает надежность схемы УВНП и, следовательно, ВИП. Это обусловлено тем, что по отказам конденсаторы занимают вторую позицию из всех ЭРИ (26%) после силовых полупроводников (36%). Причем имеет место следующее распределение отказов среди конденсаторов: электролитические конденсаторы – 50%; танталовые конденсаторы – 38%; многослойные конденсаторы – 5%; остальные конденсаторы – 7% [6].
Наличие конденсатора большой емкости является причиной медленного включения напряжения на выходе УВНП, которое для данной схемы состоит из двух частей. Первая часть – это время, связанное с накоплением энергии в конденсаторе, а вторая часть – собственно время, обусловленное формированием напряжения на выходе УВНП после начала работы схемы управления. При этом, если первую часть времени можно сократить, например, за счет снижения величины резистора R1, то вторая целиком зависит от способа схемной реализации преобразователя ВИП.
Но снижение величины резистора R1 приведет к дополнительному расходу мощности и, следовательно, к снижению КПД. Стабильность напряжения данной схемы УВНП определяется стабильностью стабилитрона, который при этом имеет технологический разброс по напряжению стабилизации и определенный температурный коэффициент. Все это не самым лучшим образом может отразиться на процессе регулировки схемы ВИП, включая генератор, стабильность частоты работы которого, как известно, зависит от стабильности УВНП. Последнее особенно касается генераторов, выполненных на основе элементов серий КМДП-ИС.
На рис.3 приведена схема УВНП, которую практически можно отнести к разряду прецизионных. Как видно из рисунка, УВНП содержит схему подхвата напряжения: обмотка трансформатора, диоды VD4-VD6, два регулируемых стабилитрона VD1 и VD2 (например, микросхема 142ЕН19 или микросхема 142ЕР-24), резисторы обратной связи R2, R3, два транзистора VT1 и VT2.
При включении входного напряжения напряжение на выходе УВНП определяется по формуле:
Uвых =Uвн.пит = Uref(1 + R2/R3), (11)
где Uref = 1,25 В либо 2,5 В.
При этом диод VD4 запрещает заряд конденсатора С1 от входного напряжения. В момент включения схемы подхвата напряжение в точке "а" должно быть немного больше (хотя бы на 0,1 В), чем напряжение в точке "в". В результате транзистор VT1 закроется, и транзистор VT2 экономичного линейного стабилизатора станет запитываться с выхода схемы подхвата, то есть от конденсатора С1.
Выше упоминалось о важности высокого КПД, которым по возможности должна обладать схема. Поэтому дадим оценку этого параметра и перечислим требования, при которых указанный параметр будет максимален. Определим КПД схемы УВНП, приведенной на рис.3, без учета потерь, связанных с внутренним потреблением, то есть токов в цепях баз транзисторов VT1 и VT2 и токов, протекающих через стабилитроны, так как после выхода на максимальный токовый режим основные потери будут иметь место в транзисторе VT2 и диодах VD4, VD5, VD6.
С целью снижения внутренних потерь в качестве транзисторов VT1,VT2 следует задействовать транзисторы с высоким коэффициентом усиления "В", а в качестве стабилитронов применять стабилитроны с малым начальным током стабилизации.
Обращаясь к схеме УВНП рис.3, можно видеть, что ее часть, а именно узел, выполненный на транзисторе VT2, стабилитроне VD2 и резисторах R2, R3 – это не что иное, как линейный стабилизатор. А КПД такого стабилизатора, как отмечалось выше, определяется из выражения
КПД ≈ Uвых/Uвх, где Uвх – напряжение на коллекторе VT2; Uвых – выходное напряжение УВНП.
КПД узла максимален при условии, что напряжение на коллекторе VT2 будет минимально необходимым для обеспечения его работы в активном режиме. Напомним, что границей активного режима считается равенство напряжений на базе и коллекторе транзистора относительно его эмиттера, то есть при условии Uбэ = Uкэ (≈ 0,7 В при малых токах, то есть токах меньше 300 мА, и транзисторов с высоким коэффициентом усиления "В"). Однако понятно, что для надежной работы транзистора в активном режиме напряжение на его коллекторе должно быть больше, чем на его базе. Возникает вопрос: насколько больше?
В принципе, чтобы транзистор работал в активном режиме, напряжение на его коллекторе должно быть, хотя бы на 0,3 В выше, чем напряжение на базе. Как отмечалось выше, КПД линейного стабилизатора может достигать 75%. Это означает, что в этом случае входное напряжение должно быть равным 6,7 В при выходном напряжении 5 В (5 В / 6,7 В = 0,75 или 75%). То есть разность напряжения между эмиттером и коллектором составляет 1,7 В. В работе [8] отмечается, что это напряжение может быть равно 1,5 В, и КПД в этом случае составит 77%. Другими словами, утверждать что ЛС обладает невысоким КПД без привязки к входному и выходному напряжениям, не совсем корректно.
Более того, линейные стабилизаторы не создают помех, поскольку у них отсутствуют переключающие элементы и, следовательно, отсутствуют потери на переключение. А последнее означает, что их эффективность при малой токовой нагрузке практически равна эффективности при максимальной нагрузке, в то время как импульсные источники питания при малых нагрузках из-за потерь на переключение обладают низким КПД (эффективностью). Иначе говоря, линейный стабилизатор может быть весьма эффективным при условии, что у него выходное напряжение близко к входному.
Учитывая, что схема ЛС в составе УВНП содержит минимально возможное количество элементов, то есть относится к разряду самых экономичных в своем классе, можно ожидать, что КПД такой схемы ЛС может достичь порядка 77% при условии постоянного напряжения на коллекторе транзистора. Если же напряжение на коллекторе транзистора VT2 будет увеличиваться, то КПД станет снижаться. Таким образом, чтобы получить максимальный КПД, нужно выполнить два условия: во-первых, создать минимально возможное постоянное напряжение на коллекторе транзистора VT2, при котором он будет работать в линейном режиме; во-вторых, обеспечить изменения напряжения на коллекторе транзистора от пика до пика (пульсации) в небольших пределах.
Первое из этих условий можно осуществить, если в качестве стабилитрона VD1 применить регулируемый стабилитрон на микросхеме 142ЕР-2У с напряжением опоры 1,25 В. Таким образом, до выхода на режим схемы подхвата, схема УВНП будет работать при напряжении на коллекторе 6,25 В (диод VD3 может быть исключен). В момент срабатывания схемы подхвата транзистор VT1 должен быть закрыт. И теперь, чтобы закрыть транзистор VT1, на коллекторе транзистора VT2 и, следовательно, на конденсаторе С1 должно быть напряжение, которое больше или равно 6,95 В.
Чтобы подсчитать КПД всей схемы УВНП, необходимо знать падение напряжения на двух последовательно включенных диодах и считать, что входное напряжение на ЛС увеличилось на эту величину. Если предположить, что УВНП выдает ток порядка 300 мА, что вполне достаточно для схем управления многих приложений, то при таких номиналах тока падение напряжения на диодах Шоттки с малым обратным напряжением будет меньше 0,3 В. И, следовательно, по формуле КПД схемы УВНП составит 67% (5 В / 7,55 В).
Однако напряжение на конденсаторе С1 не может быть достаточно стабильным, так как в процессе разрядки он теряет энергию, и напряжение на нем снижается. И именно 7,25 В – это то минимальное напряжение на конденсаторе С1 (и, следовательно, 6,95 В на коллекторе транзистора VT2), ниже которого оно не должно опускаться, не позволяя тем самым включиться транзистору VT1.
Оценим величину емкости конденсатора С1, используя вышеприведенные формулы (8) и (4). Допустим, что спад напряжения на конденсаторе (пульсация) С1 в процессе разряда составит 0,4 В. Тогда максимальное напряжение на нем окажется равным 7,65 В, и с учетом падения напряжения на диоде VD5 напряжение на обмотке станет 7,95 В. То есть Uнач = 7,65 В,
Uкон = 7,25 В. По формуле (8) находим коэффициент К: 7,65 (1 – К)1/2 = 7,25; (1 – К)1/2 = 7,25/7,65 = 0,95; (1 – К) = 0,952 = 0,91. Следовательно, К = 1 – 0,91 = 0,09.
По формуле (4) находим величину емкости конденсатора С1: С1 = 2Р · t / К · U2нач.
Пусть частота преобразования 250 кГц, то есть период, равен 4 мкс (преобразователь выполнен по двухтактной схеме: пушпульный вариант с трансформатором со средней точкой в первичной и во вторичной обмотках, частота внутреннего генератора 500 кГц). Рассмотрим худший (не реальный) вариант, когда конденсатор разряжается в течение всего полупериода 2 мкс. При разрядке конденсатора расходуется мощность в транзисторе (0,59 Вт), в нагрузке (1,5 Вт) и в диоде VD4 (0,09 Вт). Общая мощность Р = 2,18 Вт.
После подстановки получим: С1 = 2 · 2,18 · 2 · 10–6 / 0,09 · 7,652 = 1,66 мкФ, выбираем 2 мкФ. Номинал этой емкости не влияет на быстроту включения внутреннего питания и поэтому может быть увеличен. Это позволит снизить величину начального напряжения Uнач. и, следовательно, напряжение на конденсаторе станет меняться в меньших пределах. Учитывая, что величина емкости С1 незначительна, можно исключить из схемы диод VD4, жертвуя быстродействием включения в пользу получения повышенного КПД, который в данном случае составит 69% (5 В / 7,25 В) без учета внутренних потерь. Однако с учетом внутренних потерь и потерь в обмотке трансформатора, которые незначительны, реальный КПД будет примерно 64–65%.
Схема УВНП, приведенная на рис.3, отвечает всем предъявленным к ним требованиям, а именно:
•максимально быстро формирует выходное напряжение (отсутствует этап накопления энергии);
•характеризуется высокой стабильностью выходного напряжения при его высоком качестве (не создает шумов, поскольку отсутствуют переключающиеся элементы);
•обладает возможностью простой подстройки выходного напряжения;
•отличается вполне приемлемым КПД для УВНП, работающих с бортовой сетью и содержащих в своем составе ЛС.
Возможен еще один подход к построению схемы УВНП, когда в качестве последней можно использовать ключевой стабилизатор [3]. Такой УВНП обладает высоким КПД (80–85%), но надо иметь в виду, что он, так же как и преобразователь ВИП, создает ВЧ-шумы, то есть не обладает качественным питанием, и поэтому не всегда находит применение.
Заключение
Данная статья содержит результаты интеллектуальной деятельности, полученные в рамках выполнения проекта по государственному контракту № 14.429.12.0002 от 5 марта 2014 года. Рассмотрены наиболее распространенные способы построения схем УВНП, приведены их схемные реализации и дана подробная оценка их положительных и отрицательных качеств; сформулированы требования, предъявляемые к таким узлам; предложена схема УВНП, которая наилучшим образом отвечает всем требованиям, приведенным выше.
ЛИТЕРАТУРА:
1.Марти Браун. Источники питания. – Киев: МК-Пресс, 2005.
2.Уильямс Б. Силовая электроника. – М.: Энергоатомиздат, 1993.
3.Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М. Микроэлектронные схемы цифровых устройств. – М.: Техносфера, 2009.
4.Источники вторичного электропитания. – М.: Радио и связь, 1983.
5.Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного электропитания. – М.: Радио и связь, 1992.
6.Антонов А. Основные причины отказа источников питания // Электронные компоненты. 2014. № 5.
7.Захаров В.К., Лыпарь Ю.И. Электронные устройства автоматики и телемеханики. –Л.: Энергоатомиздат. Ленинградское отделение, 1984.
8.Вересов Г.П., Смуров Ю.Л. Стабилизированные источники питания радиоаппаратуры. – М.: Энергия, 1978.
Основные требования, предъявляемые к такому узлу, – достаточно высокий уровень стабильности формируемого напряжения, возможность его регулировки, приемлемый уровень КПД (порядка 70%) и, что особенно важно, – практическое отсутствие задержки в формировании внутреннего напряжения питания, что напрямую влияет на скорость выхода на режим ВИП и, следовательно, самого изделия. Для аппаратуры космического назначения крайне важны все перечисленные требования (а иногда особенно – последнее).
Выбор номинала внутреннего напряжения питания Uвн.пит в самой схеме ВИП в основном определяется типом используемого транзистора в силовом каскаде преобразователя. Это либо биполярный транзистор – и в этом случае Uвн.пит ≤ 5 В, либо МОП-транзистор – и тогда 5,5 В ≤ Uвн.пит ≤ 15 В.
Хорошо спроектированная схема УВНП должна: быстро формировать внутреннее напряжение питания – при прочих равных условиях это определяет время запуска ВИП в целом; иметь возможность простой подстройки выходного напряжения; обеспечивать качественное напряжение, то есть напряжение с высоким уровнем стабильности, низким уровнем пульсаций и не создавать ВЧ-помех; обладать приемлемым КПД, желательно не менее 70%.
Некоторые из этих требований противоречивы, например требование высокого КПД и качественного напряжения питания, поскольку наиболее качественное напряжение позволяют получать только компенсационные источники с непрерывным регулированием, то есть линейные стабилизаторы напряжения (ЛС). Но они обладают невысоким КПД по сравнению с импульсными источниками компенсационного типа (более 85%). КПД линейного стабилизатора не зависит от тока нагрузки и определяется отношением выходного и входного напряжений: КПД ≈ Uвых / Uвх. В работе [7] отмечается, что КПД таких стабилизаторов может составлять 75%.
Если к ВИП не предъявляют жестких требований по КПД, и максимальное входное напряжение не превышает 30 В при минимальном входном 26 В (такие применения имеют место), то в качестве УВНП можно использовать готовую микросхему ЛС, например 142ЕН8 (А,Б,В) или регулируемую 142ЕН12. Как уже отмечалось, ЛС выдают самое качественное напряжение питания – и в этом их главное преимущество с учетом простой схемной реализации и малого числа электронных элементов. Даже при минимальном входном напряжении 26 В и выходном напряжении, например, 5 В, которое наиболее часто используется в качестве внутреннего напряжения, КПД будет много меньше 50%. КПД такого УВНП приблизится к 50%, если напряжение внутреннего питания составит, например, 10–13 В.
Но чаще всего входное напряжение меняется в пределах 23–34 В. И, следовательно, такое простое схемное решение узла УВНП может оказаться не всегда эффективным с точки зрения КПД, особенно когда внутреннее напряжение питания СУ составляет 5 В.
Однако требование по КПД является, как правило, определяющим для ВИП – и поэтому требование по КПД для УВНП, хотя в них рассеивается небольшая мощность, также можно отнести к разряду достаточно важных. Последнее особенно характерно для ВИП, обладающих большой удельной мощностью (мощностью в единице объема).
Необходимость разработки ВИП с большой удельной мощностью остро возникла в последнее время в связи с задачей по замещению импортной продукции. В качестве примера можно сослаться на импортные источники с удельной мощностью порядка 840 Вт/Дм3 (габаритные размеры блока 40 × 30 × 10 мм3, выходная мощность 10 Вт, ток 2 А). Такие источники, если они работают на полную мощность, могут работать только в условиях хорошего охлаждения, поскольку собственная поверхность охлаждения (3 800 мм2) явно недостаточна для работы в условиях конвекционного обмена. В этом случае они должны устанавливаться (через малое тепловое сопротивление) на посадочное место с заранее оговоренной температурой или иметь принудительное охлаждение, например с помощью вентилятора. Поэтому выделяемую (рассеиваемую) внутри блока мощность приходится сокращать во всех узлах, включая УВНП, то есть надо повышать КПД.
Повышая КПД, мы снижаем тепловые потери в источнике питания и увеличиваем надежность работы элементов, так как они в этом случае работают в облегченном режиме. Но если элемент работает в облегченном режиме, то резко возрастает его время безотказной работы.
В работе [1] отмечается, что долговечность компонента сокращается вдвое с повышением температуры на каждые 10°С выше комнатной. И в большинстве приложений проектировщик должен быть обеспокоен, если температура корпуса или какого-либо компонента превышает +60°С, что для многих компонентов гарантирует наработку на отказ не менее 100 тыс. ч. В общем случае можно сказать так: чем выше температура, тем сильнее ухудшаются условия работы элемента, а вместе с этим ухудшаются его параметры и уменьшается долговечность работы. Причина в том, что с повышением температуры увеличивается скорость протекания химических реакций в любом компоненте, что и приводит в конечном итоге к сокращению его срока службы.
Связь между сроком службы Lt(ч) и температурой Тj (Кельвин ) аппроксимируется соотношением:
lgLt = А + В/Тj ,
где Тj – температура перехода;
А, В – константы, зависящие от прибора [2].
Таким образом, для надежной работы схемы ВИП необходимо стремиться к тому, чтобы элементы работали в облегченном режиме, указанном в ТУ на эти элементы. И в этом случае их срок службы резко возрастает. Но при одинаковых габаритах это можно реализовать только за счет более высокого КПД.
Как известно, основными потребителями мощности в ВИП являются всего два компонента: ключевые транзисторы преобразователя и выпрямительные диоды. На их долю выпадает примерно 90% всей рассеиваемой мощности. И только 10% приходится на все остальные элементы. Выделяющаяся в элементе электрическая мощность преобразуется в тепло. В связи с этим возникает вопрос: на сколько процентов уменьшатся тепловые потери в ВИП при повышении его КПД на 1%?
Например, ВИП имеет КПД 80%, а его выходная мощность (Рвых) составляет 10 Вт. Тогда потребляемая мощность по входу (Рвх) определится из выражения: Рвх = Рвых / 0,8 = 12,5 Вт. Таким образом, мощность равная 2,5 Вт (12,5 – 10 = 2,5) будет в составе ВИП преобразована в тепло.
Пусть теперь при тех же данных КПД составил 81%. Мощность по входу в этом случае составит: Рвх = 10 / 0,81 = 12,35 Вт. Рассеиваемая в тепло мощность сократилась с 2,5 до 2,35 Вт, то есть уменьшилась на 0,15 Вт. Но это для рассматриваемого случая составляет 6,4% от мощности 2,5 Вт. Таким образом, повышение КПД всего на 1% снизило тепловые потери в ВИП на 6,4%. Но если это будет, например, 3%, то экономия в тепловых потерях станет существенной. Учитывая сказанное, важно спроектировать схему УВНП с минимальными потерями мощности.
Наиболее часто схема УВНП строится по следующему принципу: сначала УВНП работает от повышенного входного напряжения, а затем включается схема подхвата напряжения, которая уже работает от пониженного напряжения. Начиная с этого момента, вся схема УВНП работает от более низкого напряжения по сравнению с входным, за счет чего и достигается повышение КПД источника. На рис.1 [5] приведен один из вариантов схемы УВНП, построенной по такому способу. Основные элементы схемы: линейный стабилизатор (ЛС); схема подхвата напряжения, состоящая из дополнительной обмотки силового трансформатора W1–2, выпрямителя на диодах VD1, VD2 и сглаживающего LC-фильтра.
Схема работает следующим образом. При включении ВИП напряжение питания для элементов СУ берется с выхода ЛС. После включения схемы подхвата на ее выходе создается напряжение, которое примерно на 15% выше напряжения, получаемого с выхода ЛС. Линейный стабилизатор закрывается, то есть переходит в режим холостого хода, ввиду отсутствия нагрузки по току – и теперь схема управления ВИП запитывается с выхода сглаживающего фильтра. При достаточно высокой частоте преобразования (порядка 200 кГц) емкость конденсатора фильтра сравнительно небольшая, и напряжение на выходе УВНП нарастает достаточно быстро. Стабильность такой схемы УВНП невысокая, поскольку Uвн.пит. снимается с выхода конденсатора фильтра. Запитывание схемы от повышенного напряжения приводит к дополнительному расходу мощности в схеме управления, поскольку последняя пропорциональна квадрату напряжения. Более широкое распространение получила схема УВНП, приведенная на рис.2.
УВНП содержит схему подхвата, выполненную по упрощенной схеме, и схему блокировки включения СУ, стабилитрон, зашунтированный электролитическим конденсатором большой емкости. Данный вариант УВНП, хотя и содержит схему подхвата, но напряжение Uвн.пит. остается практически постоянным как в момент пуска, так и после включения схемы подхвата. Последнее можно считать важным свойством этой схемы. Энергия для запуска СУ для этой схемы УВНП берется от накопительного конденсатора С1, который, прежде чем запустить в работу СУ, должен накопить ее в достаточном количестве. До того момента, пока в конденсаторе С1 не накопится необходимое количество энергии, СУ не работает. Она блокируется специальной пороговой схемой, обладающей гистерезисом. При достижении заданной величины напряжения порога блокировка снимается – начинается работа СУ и, следовательно, преобразователя ВИП. По мере работы СУ энергия в конденсаторе С1 убывает, и напряжение на нем также станет снижаться. Обозначим эту часть накопленной энергии и затраченной в виде убыли как Епр – энергия переходного режима (в отличие от постоянного режима, когда основное питание на коллектор транзистора поступает от схемы подхвата напряжения, то есть от конденсатора С2). Фактически, это та энергия, которая требуется для работы СУ, если ее запитывать от источника с постоянным напряжением, а не от конденсатора. Тогда можно записать:
Епр = Р · t, (1)
где Р – мощность, потребляемая СУ; t – время, в течение которого энергия потребляется от источника постоянного напряжения.
Но мы запитываемся от накопительного конденсатора С1, напряжение на котором снижается в процессе работы. Поэтому, если накопительный конденсатор С1, от которого берется энергия, к моменту запуска СУ будет обладать энергией равной Епр, то есть энергия накопительного конденсатора Енк = Епр, то конденсатор С1 практически полностью разрядится – и напряжение на нем станет равным нулю. Следовательно, схема управления ВИП не сможет работать. Другими словами, к моменту запуска СУ величина энергии на накопительном конденсаторе С1 должна быть такой, чтобы напряжение на нем за время t (время выхода на режим схемы подхвата) не успело снизиться до величины, при которой нарушается работа элементов СУ.
Если, например, элементы СУ работают от напряжения 5 В, то это снижение, как правило, не должно быть меньше 4,75 В (имеется в виду, что согласно ТУ элементы работают в диапазоне 4,75–5,25 В). Следовательно, энергия накопительного конденсатора Енк должна быть много больше энергии переходного режима Епр. Насколько больше? Пусть, например,
Енк = 10 Епр, то есть СU2/2 = 10 Р · t. (2)
Это выражение можно переписать в виде:
Р · t = CU2/2 · 10 = 0,1 · CU2/2.
Если коэффициент 1 / 10 обозначить индексом К, то получим, что Епр составляет К-тую часть от энергии накопительного конденсатора, в данном случае десятую. И уравнение (2) можно записать в виде:
Р · t = К(С · U2/2), (3)
где К < 1.
Из выражения (3) можно определить величину емкости накопительного конденсатора:
С = (2Р · t)/(К · U2 ). (4)
Формула (4) позволяет сделать следующий вывод: чем меньше коэффициент К, при Р · t = const, тем большей емкостью и, следовательно, энергией должен обладать накопительный конденсатор.
Пусть К = 0,1. Тогда находим:
С = (2 · Р · t · 10)/U2. (5)
Откуда (СU2)/2 = 10 Рt, то есть получили исходное выражение (2).
Если, например, К = 0,01, то (СU2)/2 = 100 Рt. Но если энергия на конденсаторе убывает, то согласно формуле Е = СU2/2 убывает и напряжение на конденсаторе.
Определим связь между отданной энергией накопительным конденсатором и оставшимся напряжением на нем. Обозначим напряжение на конденсаторе до начала момента отдачи энергии как начальное (Uнач), напряжение после отдачи энергии – как конечное (Uкон). Тогда можно записать:
СU2нач/2 – КСU2нач/2 = СU2кон/2, (6)
где СU2нач/2 – энергия на конденсаторе до начала отдачи энергии; КСU2нач/2 – часть отданной энергии; СU2кон/2 – оставшаяся часть энергии.
После преобразований находим:
U2нач – К · U2нач = U2кон, (7)
U2нач(1 – К) = U2кон. (8)
Взяв корень квадратный от обеих частей уравнения (8), получим:
Uнач(1 – К)1/2 = Uкон. (9)
Итак, задавшись величиной Uкон, из формулы (8) можно вычислить коэффициент К. Затем, зная К, можно вычислить величину номинала требуемой емкости накопительного конденсатора. Пусть, например, Uкон = 9 В при Uнач = 10 В. По формуле (9) находим коэффициент К: 92/102 = 1 – К, откуда К = 0,19 (в дальнейшем будем считать, что К = 0,2). При выполнении СУ на элементах КМДП–ИС затрачиваемая в ней мощность в основном определяется мощностью в цепи затвора силового МОП-транзистора. Эта мощность (средняя) определяется по формуле:
Рср = QUf, (10)
где Q – полный заряд затвора транзистора, н.кул; U – напряжение драйвера (U = Евн.пит); f – частота поступления импульсов на вход затвора, кГц.
Пусть Q = 30 н.кул = 30 · 10–9 кул; f – 100 кГц;
U = Uвн.пит = 10 В. Находим среднюю мощность: Рср = 30 · 10–9 · 10 · 100 · 103 = 30 мвт.
Время выхода на режим схемы подхвата (после начала работы СУ) примем оценочно как 20 млс (это время зависит от многих факторов, в том числе и от структурной схемы построения ВИП). Но в течение этого времени СУ должна работать от энергии накопительного конденсатора С1, а не от источника постоянного напряжения. Следовательно, это – энергия переходного режима, но теперь уже взятая от конденсатора. По формуле (4) находим номинал накопительного конденсатора: С = 2 · 30 · 10–3 · 20 · 10–3/0,2 · 102 = 30 мкФ. Но конденсатор емкостью в 30 мкФ – это электролитический конденсатор. В качестве такового в бортовых ВИП применяют танталовые конденсаторы. Однако следует иметь в виду, что их применение снижает надежность схемы УВНП и, следовательно, ВИП. Это обусловлено тем, что по отказам конденсаторы занимают вторую позицию из всех ЭРИ (26%) после силовых полупроводников (36%). Причем имеет место следующее распределение отказов среди конденсаторов: электролитические конденсаторы – 50%; танталовые конденсаторы – 38%; многослойные конденсаторы – 5%; остальные конденсаторы – 7% [6].
Наличие конденсатора большой емкости является причиной медленного включения напряжения на выходе УВНП, которое для данной схемы состоит из двух частей. Первая часть – это время, связанное с накоплением энергии в конденсаторе, а вторая часть – собственно время, обусловленное формированием напряжения на выходе УВНП после начала работы схемы управления. При этом, если первую часть времени можно сократить, например, за счет снижения величины резистора R1, то вторая целиком зависит от способа схемной реализации преобразователя ВИП.
Но снижение величины резистора R1 приведет к дополнительному расходу мощности и, следовательно, к снижению КПД. Стабильность напряжения данной схемы УВНП определяется стабильностью стабилитрона, который при этом имеет технологический разброс по напряжению стабилизации и определенный температурный коэффициент. Все это не самым лучшим образом может отразиться на процессе регулировки схемы ВИП, включая генератор, стабильность частоты работы которого, как известно, зависит от стабильности УВНП. Последнее особенно касается генераторов, выполненных на основе элементов серий КМДП-ИС.
На рис.3 приведена схема УВНП, которую практически можно отнести к разряду прецизионных. Как видно из рисунка, УВНП содержит схему подхвата напряжения: обмотка трансформатора, диоды VD4-VD6, два регулируемых стабилитрона VD1 и VD2 (например, микросхема 142ЕН19 или микросхема 142ЕР-24), резисторы обратной связи R2, R3, два транзистора VT1 и VT2.
При включении входного напряжения напряжение на выходе УВНП определяется по формуле:
Uвых =Uвн.пит = Uref(1 + R2/R3), (11)
где Uref = 1,25 В либо 2,5 В.
При этом диод VD4 запрещает заряд конденсатора С1 от входного напряжения. В момент включения схемы подхвата напряжение в точке "а" должно быть немного больше (хотя бы на 0,1 В), чем напряжение в точке "в". В результате транзистор VT1 закроется, и транзистор VT2 экономичного линейного стабилизатора станет запитываться с выхода схемы подхвата, то есть от конденсатора С1.
Выше упоминалось о важности высокого КПД, которым по возможности должна обладать схема. Поэтому дадим оценку этого параметра и перечислим требования, при которых указанный параметр будет максимален. Определим КПД схемы УВНП, приведенной на рис.3, без учета потерь, связанных с внутренним потреблением, то есть токов в цепях баз транзисторов VT1 и VT2 и токов, протекающих через стабилитроны, так как после выхода на максимальный токовый режим основные потери будут иметь место в транзисторе VT2 и диодах VD4, VD5, VD6.
С целью снижения внутренних потерь в качестве транзисторов VT1,VT2 следует задействовать транзисторы с высоким коэффициентом усиления "В", а в качестве стабилитронов применять стабилитроны с малым начальным током стабилизации.
Обращаясь к схеме УВНП рис.3, можно видеть, что ее часть, а именно узел, выполненный на транзисторе VT2, стабилитроне VD2 и резисторах R2, R3 – это не что иное, как линейный стабилизатор. А КПД такого стабилизатора, как отмечалось выше, определяется из выражения
КПД ≈ Uвых/Uвх, где Uвх – напряжение на коллекторе VT2; Uвых – выходное напряжение УВНП.
КПД узла максимален при условии, что напряжение на коллекторе VT2 будет минимально необходимым для обеспечения его работы в активном режиме. Напомним, что границей активного режима считается равенство напряжений на базе и коллекторе транзистора относительно его эмиттера, то есть при условии Uбэ = Uкэ (≈ 0,7 В при малых токах, то есть токах меньше 300 мА, и транзисторов с высоким коэффициентом усиления "В"). Однако понятно, что для надежной работы транзистора в активном режиме напряжение на его коллекторе должно быть больше, чем на его базе. Возникает вопрос: насколько больше?
В принципе, чтобы транзистор работал в активном режиме, напряжение на его коллекторе должно быть, хотя бы на 0,3 В выше, чем напряжение на базе. Как отмечалось выше, КПД линейного стабилизатора может достигать 75%. Это означает, что в этом случае входное напряжение должно быть равным 6,7 В при выходном напряжении 5 В (5 В / 6,7 В = 0,75 или 75%). То есть разность напряжения между эмиттером и коллектором составляет 1,7 В. В работе [8] отмечается, что это напряжение может быть равно 1,5 В, и КПД в этом случае составит 77%. Другими словами, утверждать что ЛС обладает невысоким КПД без привязки к входному и выходному напряжениям, не совсем корректно.
Более того, линейные стабилизаторы не создают помех, поскольку у них отсутствуют переключающие элементы и, следовательно, отсутствуют потери на переключение. А последнее означает, что их эффективность при малой токовой нагрузке практически равна эффективности при максимальной нагрузке, в то время как импульсные источники питания при малых нагрузках из-за потерь на переключение обладают низким КПД (эффективностью). Иначе говоря, линейный стабилизатор может быть весьма эффективным при условии, что у него выходное напряжение близко к входному.
Учитывая, что схема ЛС в составе УВНП содержит минимально возможное количество элементов, то есть относится к разряду самых экономичных в своем классе, можно ожидать, что КПД такой схемы ЛС может достичь порядка 77% при условии постоянного напряжения на коллекторе транзистора. Если же напряжение на коллекторе транзистора VT2 будет увеличиваться, то КПД станет снижаться. Таким образом, чтобы получить максимальный КПД, нужно выполнить два условия: во-первых, создать минимально возможное постоянное напряжение на коллекторе транзистора VT2, при котором он будет работать в линейном режиме; во-вторых, обеспечить изменения напряжения на коллекторе транзистора от пика до пика (пульсации) в небольших пределах.
Первое из этих условий можно осуществить, если в качестве стабилитрона VD1 применить регулируемый стабилитрон на микросхеме 142ЕР-2У с напряжением опоры 1,25 В. Таким образом, до выхода на режим схемы подхвата, схема УВНП будет работать при напряжении на коллекторе 6,25 В (диод VD3 может быть исключен). В момент срабатывания схемы подхвата транзистор VT1 должен быть закрыт. И теперь, чтобы закрыть транзистор VT1, на коллекторе транзистора VT2 и, следовательно, на конденсаторе С1 должно быть напряжение, которое больше или равно 6,95 В.
Чтобы подсчитать КПД всей схемы УВНП, необходимо знать падение напряжения на двух последовательно включенных диодах и считать, что входное напряжение на ЛС увеличилось на эту величину. Если предположить, что УВНП выдает ток порядка 300 мА, что вполне достаточно для схем управления многих приложений, то при таких номиналах тока падение напряжения на диодах Шоттки с малым обратным напряжением будет меньше 0,3 В. И, следовательно, по формуле КПД схемы УВНП составит 67% (5 В / 7,55 В).
Однако напряжение на конденсаторе С1 не может быть достаточно стабильным, так как в процессе разрядки он теряет энергию, и напряжение на нем снижается. И именно 7,25 В – это то минимальное напряжение на конденсаторе С1 (и, следовательно, 6,95 В на коллекторе транзистора VT2), ниже которого оно не должно опускаться, не позволяя тем самым включиться транзистору VT1.
Оценим величину емкости конденсатора С1, используя вышеприведенные формулы (8) и (4). Допустим, что спад напряжения на конденсаторе (пульсация) С1 в процессе разряда составит 0,4 В. Тогда максимальное напряжение на нем окажется равным 7,65 В, и с учетом падения напряжения на диоде VD5 напряжение на обмотке станет 7,95 В. То есть Uнач = 7,65 В,
Uкон = 7,25 В. По формуле (8) находим коэффициент К: 7,65 (1 – К)1/2 = 7,25; (1 – К)1/2 = 7,25/7,65 = 0,95; (1 – К) = 0,952 = 0,91. Следовательно, К = 1 – 0,91 = 0,09.
По формуле (4) находим величину емкости конденсатора С1: С1 = 2Р · t / К · U2нач.
Пусть частота преобразования 250 кГц, то есть период, равен 4 мкс (преобразователь выполнен по двухтактной схеме: пушпульный вариант с трансформатором со средней точкой в первичной и во вторичной обмотках, частота внутреннего генератора 500 кГц). Рассмотрим худший (не реальный) вариант, когда конденсатор разряжается в течение всего полупериода 2 мкс. При разрядке конденсатора расходуется мощность в транзисторе (0,59 Вт), в нагрузке (1,5 Вт) и в диоде VD4 (0,09 Вт). Общая мощность Р = 2,18 Вт.
После подстановки получим: С1 = 2 · 2,18 · 2 · 10–6 / 0,09 · 7,652 = 1,66 мкФ, выбираем 2 мкФ. Номинал этой емкости не влияет на быстроту включения внутреннего питания и поэтому может быть увеличен. Это позволит снизить величину начального напряжения Uнач. и, следовательно, напряжение на конденсаторе станет меняться в меньших пределах. Учитывая, что величина емкости С1 незначительна, можно исключить из схемы диод VD4, жертвуя быстродействием включения в пользу получения повышенного КПД, который в данном случае составит 69% (5 В / 7,25 В) без учета внутренних потерь. Однако с учетом внутренних потерь и потерь в обмотке трансформатора, которые незначительны, реальный КПД будет примерно 64–65%.
Схема УВНП, приведенная на рис.3, отвечает всем предъявленным к ним требованиям, а именно:
•максимально быстро формирует выходное напряжение (отсутствует этап накопления энергии);
•характеризуется высокой стабильностью выходного напряжения при его высоком качестве (не создает шумов, поскольку отсутствуют переключающиеся элементы);
•обладает возможностью простой подстройки выходного напряжения;
•отличается вполне приемлемым КПД для УВНП, работающих с бортовой сетью и содержащих в своем составе ЛС.
Возможен еще один подход к построению схемы УВНП, когда в качестве последней можно использовать ключевой стабилизатор [3]. Такой УВНП обладает высоким КПД (80–85%), но надо иметь в виду, что он, так же как и преобразователь ВИП, создает ВЧ-шумы, то есть не обладает качественным питанием, и поэтому не всегда находит применение.
Заключение
Данная статья содержит результаты интеллектуальной деятельности, полученные в рамках выполнения проекта по государственному контракту № 14.429.12.0002 от 5 марта 2014 года. Рассмотрены наиболее распространенные способы построения схем УВНП, приведены их схемные реализации и дана подробная оценка их положительных и отрицательных качеств; сформулированы требования, предъявляемые к таким узлам; предложена схема УВНП, которая наилучшим образом отвечает всем требованиям, приведенным выше.
ЛИТЕРАТУРА:
1.Марти Браун. Источники питания. – Киев: МК-Пресс, 2005.
2.Уильямс Б. Силовая электроника. – М.: Энергоатомиздат, 1993.
3.Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М. Микроэлектронные схемы цифровых устройств. – М.: Техносфера, 2009.
4.Источники вторичного электропитания. – М.: Радио и связь, 1983.
5.Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного электропитания. – М.: Радио и связь, 1992.
6.Антонов А. Основные причины отказа источников питания // Электронные компоненты. 2014. № 5.
7.Захаров В.К., Лыпарь Ю.И. Электронные устройства автоматики и телемеханики. –Л.: Энергоатомиздат. Ленинградское отделение, 1984.
8.Вересов Г.П., Смуров Ю.Л. Стабилизированные источники питания радиоаппаратуры. – М.: Энергия, 1978.
Отзывы читателей
